在DC到低頻傳感器信號調節應用中，僅依靠儀表放大器的共模抑制比(CMRR)并不足以在惡劣的工業使用環境中提供穩健的噪聲抑制。要想避免多余噪聲信號的傳播，對儀表放大器輸入端低通濾波器中各組件進行正確的匹配和調節至關重要。最終，才能讓內部電磁干擾/無線電頻率干擾(EMI/RFI)濾波和CMRR共同作用，降低其他噪聲，從而達到可以接受的信噪比(SNR)。

例如，請思考圖1所示低通濾波器實施。電阻傳感器通過一個低通濾波器網絡差動連接至一個高阻抗儀表放大器，而低通濾波器網絡由RSX和CCM組成。理想情況下，如果每條輸入支線的CCM都匹配，則兩個輸入端共有的噪聲量將在到達INA輸入端以前得到相應的降低。

 
圖1共模輸入濾波

共模濾波器電容(Ccm)匹配時，噪聲幾乎被消除。圖2顯示了TINASPICE仿真的這一結果，其將一個100mVpp、100kHz的共模誤差信號注入到INA333輸入端。

 
圖2INA333共模濾波的輸入RC匹配舉例仿真

這種方法存在的問題是現貨電容都有一個5%到10%的典型容差，這就是說如果每條支線的CCM反向不匹配，總差動容差便會高達20%。圖3更好地表示了這種電容不匹配，同時還顯示了電阻傳感器輸出端的共模噪聲輸入(eN)情況。

 
圖3RC不匹配和共模噪聲注入共模濾波

這種輸入不匹配(∆C)形成截止頻率誤差，使共模噪聲eN差動進入INA輸入，之后被增益輸出，成為誤差電壓。方程式1-3顯示了到達輸入端的共模噪聲量：

假設傳感器信號Vsensor的頻率遠低于所有共模濾波器的噪聲截止頻率（即fC≥100*fsensor），并且RS1=RS2，則轉換為差動噪聲信號(eIN)并成為VIN組成部分的共模噪聲信號(eN)大小為：

方程式4進一步表明，通過向INA333注入一個100mVpp、100kHz共模誤差信號，且1.6kHz濾波器截止頻率RC不匹配為10%時，其所產生的誤差如下：

    
圖4共模濾波器RC不匹配引起的INA333輸出誤差仿真（增益為101）

圖5顯示了一種更好且更常見的輸入濾波方法，其改進是在儀表放大器輸入之間添加了一個差動電容Cdiff。

 
圖5添加差動電容(Cdiff)提高共模噪聲抑制效果

添加這種電容并沒有解決問題，因為必須按照如下兩個標準對Cdiff進行調節：

1、差動截止頻率必須足夠高，以遠離信號帶寬，從而實現充分的濾波穩定。

2、差動截止頻率必須要足夠低，以將共模噪聲降至可接受水平，讓儀表放大器CMRR能夠實現剩余噪聲抑制，最終達到可以接受的SNR。方程式5給出了進行這種調節的一般原則：

圖6顯示了VinP和VinN曲線圖與無Cdiff和Cdiff=F時兩種頻率的對比情況。請注意，沒有差動電容時，INA333的輸出大小有差別。這種差別被放大至輸出，成為最終降低SNR的噪聲。Cdiff=F時，VinP和VinN之間的差最小。

 
圖6Cdiff=0和Cdiff=1F時，VinP和VinN的曲線圖

圖7顯示了Cdiff=F時INA333輸出的總噪聲性能改善情況。

 
圖7INA333使用Cdiff時獲得改善的噪聲濾波仿真情況

總之，安裝于儀表放大器前部的低通濾波器應該有一個差動電容，且其大小至少應比共模電容高10倍。這樣，通過減小Ccm不匹配的影響，讓共模噪聲變為差動噪聲，從而極大地提高濾波器的效率。